正弦波信號發(fā)生器制作.ppt

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正弦信號產(chǎn)生電路原理,正弦波發(fā)生電路能產(chǎn)生正弦波輸出，它是在放大電路的基礎(chǔ)上加上正反饋而形成的，它是各類波形發(fā)生器和信號源的核心電路。正弦波發(fā)生電路也稱為正弦波振蕩電路或正弦波振蕩器。,正弦波振蕩電路的振蕩條件,RC正弦波振蕩電路,LC正弦波振蕩電路,石英晶體振蕩電路,正弦波振蕩電路的振蕩條件,正弦波振蕩電路就是一個(gè)沒有輸入信號的帶選頻網(wǎng)絡(luò)的正反饋放大電路。,,,→,→,振蕩條件,,幅度平衡條件,相位平衡條件,n=0,1,2．．．,→,動(dòng)畫,振蕩電路的振蕩頻率f0,振蕩頻率f0由相位平衡條件決定。,選頻網(wǎng)絡(luò)可設(shè)在中或中。,選頻網(wǎng)絡(luò)由RC元件或LC元件組成。,正弦波振蕩電路只在一個(gè)頻率下(f0)滿足相位平衡條件。,RC正弦波振蕩電路,電路原理,(1)電路的構(gòu)成,RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)是正反饋網(wǎng)絡(luò)，Rf和R1為負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。,RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)與Rf、R1負(fù)反饋支路正好構(gòu)成一個(gè)橋路，稱為橋式。,（2）RC串并聯(lián)選頻網(wǎng)絡(luò)的選頻特性,反饋系數(shù),ω=ω0=1/RC,或f=f0=1/2πRC,FVmax=1/3,RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的頻率特性曲線,當(dāng)f=f0時(shí)的反饋系數(shù)與頻率f0無關(guān)。此時(shí)的相角?f=0?。即改變頻率不會影響反饋系數(shù)和相角，在調(diào)節(jié)諧振頻率的過程中，不會停振，也不會使輸出幅度改變。,當(dāng)C1=C2、R1=R2時(shí):,(3)振蕩的建立與穩(wěn)定,為滿足振蕩的幅度條件??=1，所以Af≥3。加入Rf、R1支路，構(gòu)成串聯(lián)電壓負(fù)反饋。,當(dāng)電路達(dá)到穩(wěn)定平衡狀態(tài)時(shí)：,(4)電路的穩(wěn)幅過程,振蕩電路的穩(wěn)幅作用是靠熱敏電阻R1實(shí)現(xiàn)的。R1是正溫度系數(shù)熱敏電阻，當(dāng)輸出電壓升高，R1上所加的電壓升高，即溫度升高，R1的阻值增加，負(fù)反饋增強(qiáng)，輸出幅度下降。反之輸出幅度增加。若熱敏電阻是負(fù)溫度系數(shù)，應(yīng)放置在Rf的位置。,例1：,⑴.試分析D1、D2自動(dòng)穩(wěn)幅原理；⑵.估算輸出電壓V0m；(VD=0.6V)⑶.試畫出若R2短路時(shí)，輸出電壓V0的波形；⑷.試畫出若R2開路時(shí)，輸出電壓V0的波形；,解：,⑴.穩(wěn)幅原理,當(dāng)v0幅值很小時(shí)，D1、D2接近開路，R’3=2.7K。,當(dāng)v0幅值較大時(shí)，D1或D2導(dǎo)通，R’3減小，AV下降。,V0幅值趨與穩(wěn)定。,⑵.估算輸出電壓V0m(VD=0.6V),⑶.若R2短路時(shí),(4).若R2開路時(shí)，輸出電壓V0的波形,AV<3，電路停振，輸出電壓V0的波形為,,,運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用（I）─正弦波發(fā)生器制作,集成運(yùn)放的外引線排列,LM324,uA741引腳及符號,圖12－5,,正弦波發(fā)生器電路圖,圖3.2.1RC橋式正弦波振蕩器,方波輸出,正弦波輸出,正弦波輸入,運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用（II）─信號放大、轉(zhuǎn)換制作,,正弦波發(fā)生器調(diào)試1、按圖焊接好電路。用萬用表仔細(xì)檢查電路安裝的正確性。2、接通5V電源，調(diào)節(jié)電位器RW，用示波器觀察到一個(gè)不失真的正弦波；用交流毫伏表測量正弦波大小。3、用示波器或頻率計(jì)測量振蕩頻率fO，并與理論值進(jìn)行比較。4、若要得到一個(gè)輸出幅值可調(diào)的正弦波信號，如何解決？在輸出正弦波信號加入直流偏移量，如何解決？5、注意：集成運(yùn)算放大器電源端要加入濾波電容。,,正弦波發(fā)生器所用元件1、14腳IC座；集成運(yùn)算放大器LM324。2、10k電位器。3、電阻若干。4、二極管1N4148.5、電容若干。,電壓比較器及弛張振蕩器,1電壓比較器一、電壓比較器的基本特性電壓比較器的功能是比較兩個(gè)輸入電壓的大小，據(jù)此決定輸出是高電平還是低電平。高電平相當(dāng)于數(shù)字電路中的邏輯“1”，低電平相當(dāng)于邏輯“0”。比較器輸出只有兩個(gè)狀態(tài)，不論是“1”或是“0”，比較器都工作在非線性狀態(tài)。所以，“虛短路”概念不能隨便應(yīng)用。,圖給出了電壓比較器的符號及傳輸特性。其反相輸入端加信號ui，同相輸入端加參考電壓(ur)。比較器一般是開環(huán)工作，其增益很大。所以，當(dāng)ui＜ur時(shí)，輸出為“高”；反之，當(dāng)ui＞ur時(shí)，輸出為“低”。而當(dāng)ui接近ur時(shí)，輸出電平發(fā)生轉(zhuǎn)換，此刻同相端和反相端可看成“虛短路”。其它時(shí)刻U+與U-可能差得很遠(yuǎn)(即U+≠U-)。電壓比較器的輸入為模擬量，輸出為數(shù)字量(0或1)，可作為模擬和數(shù)字電路的接口電路，也可作為一位模–數(shù)轉(zhuǎn)換器，在實(shí)際中有著廣泛應(yīng)用。,電壓比較器的符號及傳輸特性,1.高電平(UoH)和低電平(UoL)電壓比較器可以用運(yùn)放構(gòu)成，也可用專用芯片構(gòu)成。用運(yùn)放構(gòu)成的比較器，其高電平UoH可接近于正電源電壓(UCC)，低電平UoL可接近于負(fù)電源電壓(-UEE)。在有些應(yīng)用場合，對輸出加以限幅，如圖所示。其中圖7–49(a)電路的高低電平等于(UVZ+UVD)，圖7–49(b)電路的高低電平等于(UVZ+UVD)。,2.鑒別靈敏度事實(shí)上，集成運(yùn)放和專用比較器芯片的Aud不為無窮大，ui在ur附近的一個(gè)很小范圍內(nèi)存在著一個(gè)比較器的不靈敏區(qū)。如圖7–48(b)中虛線所示的輸入電壓變化范圍，在該范圍內(nèi)輸出狀態(tài)既非UoH，也非UoL，故無法實(shí)現(xiàn)對輸入電平大小進(jìn)行判別。Aud越大，則這個(gè)不靈敏區(qū)就越小，工程上稱比較器的鑒別靈敏度越高。,圖7–49輸出限幅電路(a)UoH=UVZ1+UVD2,UoL=-(UVD1+UVZ2);(b)UoH=UVD1+UVZ+UVD2,UoL=-(UVD4+UVZ+UVD3),3.轉(zhuǎn)換速度作為比較器的另一個(gè)重要特性就是轉(zhuǎn)換速度，即比較器的輸出狀態(tài)產(chǎn)生轉(zhuǎn)換所需要的時(shí)間。通常要求轉(zhuǎn)換時(shí)間盡可能短，以便實(shí)現(xiàn)高速比較。比較器的轉(zhuǎn)換速度與器件壓擺率SR有關(guān)，SR越大，輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換所需的時(shí)間就越短，比較器的轉(zhuǎn)換速度越高。電壓比較器一般為開環(huán)應(yīng)用或正反饋應(yīng)用，不需要相位補(bǔ)償電容。,二、電壓比較器的開環(huán)應(yīng)用––簡單比較器1.過零比較器在圖7–48(a)中，令參考電平ur=0,則輸入信號ur與零比較，ur＞0，輸出為低(UoL),而ur＜0，輸出為高，其波形如圖7--50(a)所示。這種電路可做為零電平檢測器。該電路也可用于“整形”，將不規(guī)則的輸入波形整形成規(guī)則的矩形波。,圖7–50過零比較器及脈寬調(diào)制器輸出波形(a)過零比較器整形波形；(b)脈寬調(diào)制器輸出波形,,2.脈寬調(diào)制器若參考信號ur為三角波，而輸入信號ui為緩變信號，如經(jīng)傳感器變換的溫度、壓力等信號，則隨著ui的變化，輸出矩形波的脈寬也隨之變化。所以，開環(huán)比較器還可實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制，如圖7–50(b)所示。,三、遲滯比較器––雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器1.簡單比較器應(yīng)用中存在的問題如圖7–48(a)所示的比較器存在兩個(gè)問題：一是輸出電壓轉(zhuǎn)換時(shí)間受運(yùn)放壓擺率SR的限制，導(dǎo)致高頻脈沖的邊緣不夠陡峭(如圖7–51(a)所示)；二是抗干擾能力差，如圖7–51(b)所示，若ui在參考電壓ur(=0)附近有噪聲或干擾，則輸出波形將產(chǎn)生錯(cuò)誤的跳變，直至ui遠(yuǎn)離ur值才穩(wěn)定下來。如果對受干擾的uo波形去計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)值必然會多出許多，從而造成極大的誤差。,圖7-51簡單比較器輸出波形邊緣不陡峭及受干擾的情況(a)輸出波形邊緣不陡峭(b)受干擾情況,,2.遲滯比較器電路及傳輸特性為了解決以上兩個(gè)問題，在比較器中引入正反饋，構(gòu)成所謂“遲滯比較器”。這種比較器具有很強(qiáng)的抗干擾能力，而且，由于正反饋加速了狀態(tài)轉(zhuǎn)換，從而改善了輸出波形的邊緣。1)反向輸入的遲滯比較器反向輸入的遲滯比較器電路如圖7–52(a)所示。其中R2將uo反饋到運(yùn)放的同相端與R1一起構(gòu)成正反饋，其正反饋系數(shù)F正為,圖7–52遲滯比較器電路及傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性,圖7–52遲滯比較器電路及傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性,電路中R及帶溫度補(bǔ)償?shù)姆€(wěn)壓管(VZ1、VZ2)組成輸出限幅電路，使輸出電壓的高低電平限制在(UVZ+UVD)。下面我們來分析該電路的傳輸特性。因?yàn)樾盘柤釉谶\(yùn)放反相端，所以ui為負(fù)時(shí)，uo必為正，且等于高電平UoH=+(UVZ1+UVD2)。此時(shí)，同相端電壓(U+)為參考電平Ur1:,(7–59),(7–60),當(dāng)ui由負(fù)逐漸向正變化，且ui=Uf=Ur1時(shí)，輸出將由高電平轉(zhuǎn)換為低電平。我們稱uo從高到低所對應(yīng)的ui轉(zhuǎn)換電平為上門限電壓，記為UTH?？梢?(7–61),而后，ui再增大，uo將維持在低電平。此時(shí)，比較器的參考電壓Ur將發(fā)生變化，即,(7–62),當(dāng)ui由正變負(fù)的比較電平將是Ur2(負(fù)值)，故只有當(dāng)ui變得比Ur2更負(fù)時(shí)，uo才又從低變高。所以，稱Ur2為下門限電壓，記為UTL。,(7–63),綜上所述，遲滯比較器的傳輸特性如圖7–52(b)所示。由于它像磁性材料的磁滯回線，所以稱之為遲滯比較器或滯回比較器。遲滯比較器的上、下門限之差稱之為回差，用ΔU表示：,(7–64),如圖7–53所示。由于使電路輸出狀態(tài)跳變的輸入電壓不發(fā)生在同一電平上，若ui上疊加有干擾信號時(shí)，只要該干擾信號的幅度不大于回差ΔU，則該干擾的存在就不會導(dǎo)致比較器輸出狀態(tài)的錯(cuò)誤跳變。應(yīng)該指出，回差ΔU的存在使比較器的鑒別靈敏度降低了。輸入電壓ui的峰峰值必須大于回差，否則，輸出電平不可能轉(zhuǎn)換。,圖7–53遲滯比較器輸出波形,2)同相輸入遲滯比較器電路如圖7–54(a)所示，信號與反饋都加到運(yùn)放同相端，而反相端接地(U-=0)。只有當(dāng)同相端電壓U+=U-=0時(shí)，輸出狀態(tài)才發(fā)生跳變。而同相端電壓等于正反饋電壓與ui在此端分壓的疊加。據(jù)此，可得該電路的上門限電壓和下門限電壓分別為,(7–65a),(7–65b),其傳輸特性如圖7–54(b)所示，讀者可自行分析。遲滯比較器又名施密特觸發(fā)器或雙穩(wěn)態(tài)電路，它有兩個(gè)狀態(tài)，且具有記憶功能。,圖7–54同相輸入遲滯比較器及其傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性,7–4–2弛張振蕩器弛張振蕩器即方波–三角波產(chǎn)生器。對于方波信號發(fā)生器，其狀態(tài)有時(shí)維持不變，而有時(shí)則發(fā)生突跳。為區(qū)別于正弦振蕩器，人們將這種有張有弛的信號發(fā)生器稱之為弛張振蕩器。弛張振蕩器必須是一個(gè)正反饋電路，它由兩部分組成：一部分是狀態(tài)記憶電路;另一部分是定時(shí)電路，即控制狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)間的電路。如圖7–55所示，一般用遲滯比較器作為狀態(tài)記憶電路，而用積分器作為定時(shí)電路。,圖7–55弛張振蕩器框圖,一、單運(yùn)放弛張振蕩器單運(yùn)放將狀態(tài)記憶電路和定時(shí)電路集中在一起，如圖7–56(a)所示，其中帶正反饋的運(yùn)放構(gòu)成遲滯比較器，RC構(gòu)成積分器即定時(shí)電路。其波形如圖7–56(b)所示。,圖7–56單運(yùn)放弛張振蕩器電路及波形,假定輸出為高電平(UoH=UVZ+UVD)，且電容初始電壓uC(0)=0，那么電容被充電，uC(t)以指數(shù)規(guī)律上升，并趨向UoH。此時(shí)，運(yùn)放同相端電壓U+為,(7–66),該電壓為比較器的參考電平。當(dāng)uC上升到該電平值時(shí)，即U-=U+，則輸出狀態(tài)要發(fā)生翻轉(zhuǎn)，即由高電平跳變到低電平UoL。我們將此時(shí)的U+記為高門限電壓UTH：,(7–67),一旦Uo變?yōu)榈碗娖剑娙蓍_始放電，后又反充電，uC以指數(shù)規(guī)律下降，并趨向UoL。但是，因?yàn)榇藭r(shí)的U+變?yōu)榱硪粋€(gè)參考電平(下門限電壓),當(dāng)uC下降到UTL時(shí)，輸出又從低電平跳變到高電平。周而復(fù)始，運(yùn)放輸出為方波，其峰峰值為,(7–68),(7–69),電容電壓uC(t)為近似的三角波，其峰峰值為,(7–70),因?yàn)殡娙莩潆姾头烹姇r(shí)常數(shù)均等于RC，所以T1=T2，占空比D=T2/T=50%。現(xiàn)在來計(jì)算振蕩頻率f0。首先計(jì)算時(shí)間T1。如圖7–56(b)所示，根據(jù)三要素法，電容電壓uC(t)為,(7–71),,(7–72),將式(7–71)代入式(7–70)，得,如果要求改變占空比，只要令電容C充電和放電時(shí)常數(shù)不同即可，如圖7–57(a)所示。只要調(diào)節(jié)電位器抽頭的位置，充放電時(shí)常數(shù)就不等。,(7–73),圖7–57占空比可調(diào)的弛張振蕩器(a)電路；(b)波形,二、雙運(yùn)放構(gòu)成的弛張振蕩器如圖7–58所示，運(yùn)放A1構(gòu)成同相輸入的遲滯比較器，A2為理想積分器。A1輸出為方波，該方波通過電阻R給電容C恒流充放電，形成三角波，反過來三角波又去控制遲滯比較器的狀態(tài)轉(zhuǎn)換，周而復(fù)始形成振蕩，其波形如圖7–59所示。,圖7–58雙運(yùn)放方波–三角波振蕩器,圖7–59雙運(yùn)放方波–三角波,1.uo1和uo2幅度的計(jì)1)uo1的幅度由圖可見，uo1的高電平UoH=UVZ+UVD，低電平UoL=-(UVZ+UVD)，所以其峰峰值為,(7–74),uo2為三角波。當(dāng)uo1為高電平時(shí)，C充電，充電電流(α為電位器RW的分壓比)，uo2隨時(shí)間線性下降。再看A1，其反相端接地，當(dāng)U+過零時(shí)，A1輸出狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，而U+等于uo1和uo2的疊加，即,2)uo2的幅度同理，當(dāng)uo2為低電平時(shí)，C反充電，充電電流，uo2隨時(shí)間線性上升，當(dāng)U+再次過零時(shí)，算出,(7–75),2.頻率f0的計(jì)算我們知道，在T1時(shí)間間隔內(nèi)，電容C的電壓增量由式ΔUC=ΔQ/C計(jì)算得,(7–76),方波輸出,正弦波輸出,正弦波輸入,運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用（II）─信號放大、轉(zhuǎn)換制作,