反饋控制電路ppt課件

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第7章 反饋控制電路 本章重點(diǎn) 反饋控制電路的組成和自動(dòng)調(diào)節(jié)原理； 自動(dòng)增益控制電路、自動(dòng)頻率控制電路、鎖相環(huán)路的電路組成； 鎖相環(huán)路的鎖定狀態(tài)和鎖定狀態(tài)下的剩余相差； 鎖相環(huán)路的應(yīng)用。,1,7.1 從全球定位系統(tǒng)信號跟蹤接收談起 7.2 自動(dòng)增益控制電路 7.3 自動(dòng)頻率控制電路 7.4 鎖相環(huán)路 7.5 實(shí)訓(xùn),2,7.1 從全球定位系統(tǒng)信號跟蹤接收談起 為了提高通信和電子系統(tǒng)的性能指標(biāo)，在發(fā)送和接收設(shè)備中廣泛采用具有自動(dòng)調(diào)節(jié)作用的控制電路。 在具有自動(dòng)調(diào)節(jié)作用的控制電路中，反饋控制電路是最經(jīng)典，使用最多的電路結(jié)構(gòu)。 許多運(yùn)輸和通信設(shè)備中安裝的全球定位系統(tǒng)（GPS）接收機(jī)，為了實(shí)現(xiàn)精確定位，就用了多種反饋控制電路來跟蹤和獲取所需定位信息。,3,圖7-1所示為全球定位系統(tǒng)工作原理。 全球定位系統(tǒng)包括GPS星座(覆蓋全球的24顆衛(wèi)星)、地面監(jiān)控系統(tǒng)(一個(gè)主控站,5 個(gè)全球監(jiān)測站和3 個(gè)地面控制站)和GPS信號接收機(jī)。 地球上任意地點(diǎn)都可以同時(shí)觀測到4顆衛(wèi)星。 定位地點(diǎn)GPS信號接收機(jī)先測離衛(wèi)星A的距離，比如說是11，000英里，則定位地點(diǎn)一定在一個(gè)中心在衛(wèi)星A，半徑為11，000英里的球面上。,4,圖7-1 全球定位系統(tǒng)工作原理,5,再測定位地點(diǎn)離衛(wèi)星B的距離，比如說是12，000英里，則定位地點(diǎn)一定在中心在衛(wèi)星A，半徑為11，000英里和中心在衛(wèi)星B，半徑為12，000英里的兩個(gè)球面的相交圓上。 再測定位地點(diǎn)離衛(wèi)星C的距離，比如說是13，000英里，則定位地點(diǎn)一定在上述相交圓與中心在衛(wèi)星C，半徑為13，000英里的球面相交的兩個(gè)點(diǎn)上。其中一個(gè)點(diǎn)在地面，一個(gè)點(diǎn)在很高的空中。 若是地面點(diǎn)的定位，3個(gè)衛(wèi)星已夠。,6,可再測定位地點(diǎn)離第四顆衛(wèi)星D的距離，形成的球面與上述兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)相交，這個(gè)唯一相交的點(diǎn)就是用戶定位地點(diǎn)。 經(jīng)接收機(jī)中的微處理器進(jìn)行定位計(jì)算，用戶在WGS-84大地坐標(biāo)系中的經(jīng)緯度、高度、速度、時(shí)間等信息便可得知。,7,移動(dòng)的GPS接收機(jī) 要跟蹤接收移動(dòng)的衛(wèi)星信號， 要減小衛(wèi)星上的時(shí)鐘和地球的時(shí)鐘不同步產(chǎn)生的誤差， 要從衛(wèi)星信號中提取載波用于解調(diào)導(dǎo)航電文， 要跟隨電波傳播衰落造成的接收信號強(qiáng)度起伏變化， 都要用到反饋控制電路。,8,反饋控制電路為閉合環(huán)路，由比較器、控制信號發(fā)生器、可控器件和反饋網(wǎng)絡(luò)四部分構(gòu)成，如圖7-2所示。 比較器將外加的參考信號r(t)與反饋信號f(t)進(jìn)行比較，輸出二者的誤差信號e(t)，再經(jīng)過控制信號發(fā)生器產(chǎn)生控制信號c(t)，對可控器件進(jìn)行控制，使輸出信號y(t)向誤差信號減小的方向變化。 經(jīng)多次循環(huán)調(diào)整后，輸出信號y(t)到達(dá)穩(wěn)定值，誤差信號也不再減小，為一較小的固定值。,9,圖7-2 反饋控制電路組成,10,可控器件的可控制量一般是增益、頻率或相位。 對應(yīng)的反饋控制系統(tǒng)分為自動(dòng)增益控制（AGC）, 自動(dòng)頻率控制（AFC）和自動(dòng)相位控制（APC）。 其中自動(dòng)相位控制電路通常稱為鎖相環(huán)路（PLL）, 是應(yīng)用最廣的一種反饋控制電路。,11,7.2 自動(dòng)增益控制電路 自動(dòng)增益控制電路是通信、導(dǎo)航、遙測、遙控接收機(jī)的重要輔助電路。其主要作用是使接收機(jī)的輸出電平保持為一定的數(shù)值。 因此也稱自動(dòng)電平控制（ALC）電路。 接收機(jī)所接收的信號強(qiáng)度變化范圍很大，最強(qiáng)時(shí)幾百mV，最弱時(shí)只有幾μV，相差達(dá)幾十分貝。 如果接收機(jī)增益不變，會(huì)使輸出電平變化太大，影響接收效果。,12,為了使接收機(jī)輸出電平變化在允許的范圍之內(nèi)，必須采用自動(dòng)增益控制（AGC）電路，使接收機(jī)的增益隨輸入信號強(qiáng)弱而變化。 信號強(qiáng)時(shí)增益減少，信號弱時(shí)增益增大。,13,7.2.1 工作原理 自動(dòng)增益控制（AGC）電路組成如圖7-3所示。 輸入信號振幅為Ux，可控增益放大器增益Ａg為輸出反饋控制信號uc的函數(shù)，輸出信號振幅Uy可以表示為 Uy=Ag(uc)Ux （7-1）,14,圖7-3 自動(dòng)增益控制電路組成框圖,15,設(shè)ｍi為AGC電路容許的輸入信號振幅的最大值Uxmax與最小值Uxmin之比（輸入動(dòng)態(tài)范圍），為 ?? ?? = ?? xmax ?? xmin （7-2） 設(shè)ｍo是AGC電路限定的輸出信號振幅最大值Uymax與最小值Uymin之比（輸出動(dòng)態(tài)范圍），為 ?? ?? = ?? ymax ?? ymin （7-3）,16,可以得到： ?? ?? = ?? ?? ?? ?? = ?? xmax ?? xmin ?? ymax ?? ymin = ?? ymin ?? xmin ?? ymax ?? xmax = ?? ??max ?? ??min （7-4） Ａgmax是輸入信號振幅最小時(shí)可控增益放大器的增益，為最大增益。 Ａgmin是輸入信號振幅最大時(shí)可控增益放大器的增益，為最小增益。 ｎg為可控增益放大器最大增益與最小增益之比，為增益控制范圍，也稱為增益動(dòng)態(tài)范圍。,17,ｎg通常用分貝數(shù)表示。 ｎg越大，可控增益放大器的增益控制倍數(shù)就越大，在限定的輸出信號振幅變化范圍內(nèi)，容許輸入信號振幅的變化就越大，AGC電路的性能就越好。 例7.1 某接收機(jī)輸入信號振幅的動(dòng)態(tài)范圍是62dB，輸出信號振幅限定的變化范圍為30%。若單級放大器的增益控制倍數(shù)為20dB，需要多少級AGC電路才能滿足要求？,18,解：輸出信號振幅限定變化范圍30%，是AGC電路控制的結(jié)果，由此可以計(jì)算AGC電路控制限定的輸出動(dòng)態(tài)范圍mo為 ?? ?? =20lg ?? ??max ?? ??min =20 lg 1+ ?? ??max ? ?? ??min ?? ??min =20lg 1+0.3 ≈2.28dB,19,接收機(jī)實(shí)際輸入信號振幅動(dòng)態(tài)范圍為62dB，AGC電路控制限定的輸出動(dòng)態(tài)范圍為mo，由此可以計(jì)算增益控制范圍ｎg為 ?? ?? =20lg ?? ??max ?? ??min =20lg ?? ?? ?? ?? =20lg ?? ?? ?20lg ?? ?? =62?2.28=59.72dB n= 59.72 20 ≈3 需要三級AGC電路才能滿足自動(dòng)增益控制要求。,20,7.2.2 電路類型 通信、導(dǎo)航、遙測、遙控接收機(jī)的反饋控制信號uc大多是利用接收機(jī)內(nèi)中頻放大器輸出信號經(jīng)檢波后產(chǎn)生的。 按照uc產(chǎn)生的方法不同，而有各種電路形式。 １. 簡單AGC電路 （1）晶體管收音機(jī)簡單AGC電路 圖7-4所示為晶體管收音機(jī)中的簡單AGC電路。,21,中頻放大器放大后的信號送包絡(luò)檢波器檢波，檢波輸出信號一路由電容器C4耦合到低頻放大器放大輸出，另一路由R2C3組成的低通濾波器濾去音頻信號，取出反映接收信號大小的直流電壓，作為控制信號，對中頻放大晶體管進(jìn)行增益控制。 由于該直流電壓為檢波輸出電壓的平均值，所以又叫平均值式檢波器。,22,圖7-4 晶體管收音機(jī)中的簡單AGC電路,23,接收輸入信號大時(shí)，控制信號也大。 該控制信號加到中頻放大PNP型晶體管的基極，使晶體管的偏壓降低，工作點(diǎn)ＩE減小，因而中頻放大增益減小。 接收輸入信號小時(shí)，控制信號也小。 該控制信號加到中頻放大PNP型晶體管的基極，使晶體管的偏壓增大，工作點(diǎn)ＩE增大，因而中頻放大增益增大。,24,電路中，工作點(diǎn)ＩE的大小變化與接收輸入信號的大小變化正好相反， 故稱為反向AGC。 這時(shí)，用于中頻放大器的晶體管必須具有增益大小與工作點(diǎn)電流ＩE大小相反的特性。 調(diào)節(jié)可變電阻R2，可以使低通濾波器的截止頻率，低于解調(diào)后音頻信號的最低頻率Ωmin，避免控制信號大小隨音頻信號變化，出現(xiàn)反調(diào)制。 一般選R2C3＝（5～10）／Ωmin。,25,若將圖7-4中的中頻放大管改為NPN管，當(dāng)接收輸入信號大時(shí)，控制信號也大。 該控制信號加到中頻放大NPN型晶體管的基極，使晶體管的偏壓提高，工作點(diǎn)ＩE增大，增益減小。 接收輸入信號小時(shí)，反之。 這時(shí)ＩE的大小變化與接收輸入信號的大小變化正好相同, 故稱為正向AGC。 這時(shí)，用于中頻放大器的NPN型晶體管，必須具有增益大小與工作點(diǎn)電流ＩE大小相同的特性。,26,（2）差分放大器簡單AGC電路 圖7-5是集成電路中常用的差分放大器發(fā)射極負(fù)反饋增益控制電路，也為簡單AGC電路。 VT1和VT2組成差分放大器，信號從VT1、VT2的兩個(gè)基極雙端輸入，從兩個(gè)集電極雙端輸出，控制電壓uc從VT3管基極輸入。 Re1、Re2分別和二極管VD４、VD５并聯(lián)，組成VT1、VT2的發(fā)射極負(fù)反饋電阻，且Re1＝Re2，VD４和VD５特性相同。,27,圖7-5 差分放大器簡單AGC電路,28,控制電壓uc由后級放大器輸出的信號反饋產(chǎn)生。 當(dāng)接收輸入信號大時(shí)，控制電壓uc小，IC3小，Re1、Re2上的電壓降小，不足以使二極管VD４、VD５導(dǎo)通，VT1和VT2發(fā)射極負(fù)反饋電阻大，差分放大器增益小。 接收輸入信號變小，控制電壓uc增大，IC3增加，Re1、Re2上的電壓降增大，使二極管VD４、VD５逐漸導(dǎo)通，VT1和VT2發(fā)射極負(fù)反饋電阻逐漸減小，差分放大器增益隨之增大。,29,簡單AGC電路的優(yōu)點(diǎn)是電路簡單。 缺點(diǎn)是一有接收輸入信號，AGC電路立即起作用，在接收輸入信號振幅很小時(shí)，放大器的增益仍然會(huì)受到反饋控制電壓的控制而有所減小，從而使接收靈敏度降低。 所以，簡單AGC電路適用于接收輸入信號振幅較大的場合。,30,２. 延遲式AGC電路 延遲式AGC電路是設(shè)置一個(gè)AGC控制的起控門限電平UR。 當(dāng)輸入信號Ux小于UR時(shí)，反饋環(huán)路斷開，AGC不起作用，放大器的增益Ag不變，輸入信號以固有增益放大輸出。 當(dāng)輸入信號Ux大于UR時(shí)，反饋環(huán)路連通，AGC起作用，放大器的增益Ag受控制而減小。,31,圖7-6所示電視機(jī)電路，高頻放大采用延遲式AGC，當(dāng)輸入信號UX較小時(shí)（50μV），高放增益不受控制。 當(dāng)輸入信號UX超過某一定值Ux2后（5mV），高頻放大電路才開始自動(dòng)增益控制。 其增益隨輸入信號Ｕx變化的曲線如圖7-7所示。 延遲式AGC可以在輸入信號較小時(shí)，高放級不受控制，高放級增益不被減小，高放級輸出信噪比不致降低，有助于降低接收機(jī)的總噪聲系數(shù)。,32,圖7-6 電視機(jī)延遲式AGC電路,33,圖7-7 電視機(jī)延遲式AGC電路特性,34,7.3 自動(dòng)頻率控制電路 振蕩器的頻率經(jīng)常由于各種因素的影響而發(fā)生變化，偏離預(yù)定的數(shù)值。 自動(dòng)頻率控制（AFC）電路也是一種反饋控制電路，反饋環(huán)路中傳遞的是頻率信息，誤差信號正比于輸入的參考頻率與壓控振蕩器輸出頻率之差。 控制對象是壓控振蕩器的頻率，使壓控振蕩器的振蕩頻率穩(wěn)定在輸入的參考頻率附近，僅剩余一較小誤差。,35,7.3.1工作原理 自動(dòng)頻率控制（AFC）電路方框圖如圖7-8所示。,圖7-8 自動(dòng)頻率控制電路的組成,36,頻率比較器如圖7-9(a)所示。 加到混頻器的，一個(gè)是輸入?yún)⒖夹盘?，角頻率為ωr；另一個(gè)是壓控振蕩器反饋信號，角頻率為ωy。 混頻器輸出信號加到鑒頻器，角頻率為ωr-ωy。鑒頻器的鑒頻特性如圖7-9(b)所示。 當(dāng)ωr＝ωy時(shí)，鑒頻器無輸出；當(dāng)ωr≠ωy時(shí)，鑒頻器輸出誤差信號電壓，表示為 ue= kb(ωr-ωy) （7-5） 式中，kb為鑒頻特性的斜率，也就是是鑒頻跨導(dǎo)。,37,圖7-9 頻率比較器組成和鑒頻輸出特性 (a) 頻率比較器組成框圖 (b)鑒頻特性,38,誤差信號電壓ue送入低通濾波器，濾去高頻成分，取出緩變控制信號uc送入壓控振蕩器（VCO），使其振蕩頻率ωy發(fā)生變化。 變化的結(jié)果是使頻率差ωr-ωy減小，從而使誤差信號電壓ue減小。多次循環(huán)后，電路達(dá)到穩(wěn)定。 電路穩(wěn)定時(shí)，壓控振蕩器的控制電壓仍然由誤差電壓提供，誤差信號電壓已經(jīng)減小，但不能為0，即頻率差不能為0。,39,自動(dòng)頻率控制電路存在剩余頻差Δωd，這是自動(dòng)頻率控制電路的一個(gè)重要特點(diǎn)。 剩余頻差Δωd為 Δωd=ωr-ωy0 （7-7） 式中，ωy0為電路穩(wěn)定時(shí)壓控振蕩器振蕩頻率。 若輸入?yún)⒖夹盘柦穷l率ωr發(fā)生變化，則ωy0將跟隨ωr變化，實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤，當(dāng)然，兩者之間存在剩余頻差。,40,7.3.2 應(yīng)用電路 1. 在超外差式接收機(jī)中用于穩(wěn)定中頻頻率 超外差式接收機(jī)AFC電路方框圖如圖7-10所示。 接收信號載頻為ωc，相應(yīng)的本機(jī)振蕩信號角頻率為ωL，混頻后輸出中頻角頻率為ωI=ωL-ωc。 如果由于某種原因, 本振角頻率發(fā)生偏移ΔωL而變成ω+ΔωL, 則混頻后的中頻將變成ωI+ΔωL。此中頻信號經(jīng)中放后送給AFC電路的鑒頻器。,41,圖7-10 超外差接收機(jī)AFC電路方框圖,42,鑒頻器產(chǎn)生相應(yīng)的誤差電壓ue，經(jīng)低通濾波后控制本振的角頻率ωL，使其向相反方向變化，從而使混頻后的中頻也向相反方向變化。 幾次循環(huán)調(diào)控后，與ωI的偏離值遠(yuǎn)小于原發(fā)生的偏移ΔωL，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定中頻頻率的目的。,43,２. 在調(diào)頻接收機(jī)中用于改善解調(diào)質(zhì)量 在調(diào)頻接收機(jī)中，可以用AFC電路來改善解調(diào)質(zhì)量，稱為調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)器，如圖7-11所示。 與普通調(diào)頻接收機(jī)的解調(diào)器相比較，區(qū)別在于輸出的解調(diào)電壓又反饋?zhàn)鳛閴嚎卣袷幤鞯目刂齐妷?。該壓控振蕩器作為超外差接收的本地振蕩器?44,圖7-11 調(diào)頻負(fù)反饋電路框圖,45,設(shè)接收調(diào)頻信號的瞬時(shí)頻率為ωc，角頻偏為Δωc，在電路穩(wěn)定時(shí)，壓控振蕩器的本振角頻率為ωL，由解調(diào)電壓反饋控制產(chǎn)生的角頻偏為ΔωL，則混頻輸出的中頻信號中心角頻率ωI和角頻偏ΔωI分別為 ωI＝ωL－ωc （7-8） 和 ΔωI＝Δωc－ΔωL （7-9） 混頻輸出的中頻信號的角頻偏減小了，相當(dāng)于壓縮了調(diào)頻信號的有效帶寬，可以用帶寬較窄的中頻放大器來放大。,46,中頻放大器帶寬窄，則進(jìn)入中頻放大器和鑒頻器的噪聲功率減小，使輸出信噪比提高。 當(dāng)然，由于中頻頻偏被壓縮，使鑒頻器輸出的解調(diào)信號的動(dòng)態(tài)范圍（強(qiáng)弱變化幅度）減小，清晰度降低，這一點(diǎn)是不利的。 所以，是否采用調(diào)頻負(fù)反饋以及調(diào)頻負(fù)反饋量的大小應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況而決定。,47,7.4 鎖相環(huán)路 應(yīng)用最廣的一種反饋控制電路是自動(dòng)相位控制電路，通常叫鎖相環(huán)路（PLL）。 鎖相環(huán)路是以鑒相器產(chǎn)生的相位誤差電壓去控制壓控振蕩器的振蕩頻率。 電路穩(wěn)定時(shí)，雖然有剩余相位誤差存在, 但頻率誤差可以降低到零, 從而實(shí)現(xiàn)無剩余頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。,48,7.4.1 工作原理 鎖相環(huán)路主要由鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器三部分組成, 如圖7-12所示。,圖7-12 鎖相環(huán)路的組成,49,１. 鑒相器 鑒相器是相位比較電路。 輸入鑒相器的一個(gè)是參考電壓： u i （t）= U im sin?( ω i t+ θ i (t) = U im sin φ i (t) 另一個(gè)是壓控振蕩器VCO輸出電壓： u y （t）= U ym cos ( ω y t+ θ y (t) = U ym cos φ y (t),50,鑒相器輸出電壓是兩個(gè)輸入電壓相位差的函數(shù)。 乘積型鑒相器的輸出電壓為 u e t = K b U im sin φ i t U ym cos φ y t = 1 2 K b U im U ym sin φ i (t)+ φ y (t) + 1 2 K b U im U ym sin φ i (t)? φ y (t) (7-10),51,2 .環(huán)路濾波器 環(huán)路濾波器是低通濾波器，濾除鑒相器輸出電壓中的無用高頻分量及其它干擾量，提高環(huán)路控制的穩(wěn)定性。鑒相器的輸出電壓濾去高頻分量后為 u c t = 1 2 K b U im U ym sin φ i t ? φ y t = 1 2 K b U im U ym sin φ e (t) (7-11) 該電壓作為控制電壓作用于壓控振蕩器。 環(huán)路濾波器頻率域的傳輸系數(shù)可以寫為H(P)，其中P＝j(luò)ω，為頻率參數(shù)，也為微分算子。,52,3 . 壓控振蕩器 壓控振蕩器(VCD)的振蕩角頻率ωy(t)受控制電壓uc(t)的控制。 在有限的誤差控制電壓范圍內(nèi)，VCD的振蕩角頻率ωy(t)與誤差控制電壓成線性關(guān)系，可寫成： ωy(t)=ωy0+kcuc(t) (7-12) 式中，振蕩角頻率ωy0為uc(t)=0時(shí)，VCO固有角頻率，ｋc為壓控靈敏度, 是一常數(shù)。,53,壓控振蕩器輸出相位為振蕩角頻率的積分： φ y t = ω ??0 + ?? ?? ?? ?? t dt+ θ y0 = ω y0 t+ θ y0 + ?? ?? ?? ?? t dt = ω y0 t+ θ y0 + 1 ?? ?? ?? ?? ?? t 式中，1／P為積分算子。,54,在環(huán)路剛閉合，還未產(chǎn)生誤差控制電壓，uc(t)=0時(shí)，VCO振蕩輸出電壓的固有相位為 φ y0 = ω y0 t+ θ y0 這時(shí)，鑒相器兩個(gè)輸入電壓相位差為固有相位差： φ 1 t = φ i t ?( ω y0 t+ θ y0 )(7-13),55,在環(huán)路閉合后，壓控振蕩器輸出電壓與未加誤差控制電壓時(shí)輸出電壓的相位差為控制相位差： φ 2 t =φ y t ?( ω y0 t+ θ y0 )= 1 ?? ?? ?? ?? ?? t (7-14) 該壓控振蕩器輸出電壓輸入鑒相器，鑒相器的兩個(gè)輸入電壓新的相位差為瞬時(shí)相位差： φ e (t)= φ i (t)? φ y (t)= φ 1 (t)? φ 2 (t) (7-15),56,4 . 環(huán)路相位模型 由各部分的相位關(guān)系，可建立鎖相環(huán)路的相位模型，如圖7-13所示。,圖8-13 鎖相環(huán)路的相位模型,57,由圖可以寫成環(huán)路方程為 φ e t = φ i t ? φ y t = φ 1 (t)? 1 ?? ?? ?? ??(??)?? ?? sin ?? ?? (t) 輸入的參考信號與壓控振蕩器的固有相位差產(chǎn)生誤差電壓信號，控制壓控振蕩器振蕩信號的相位改變，使瞬時(shí)相位差減小，從而使誤差電壓減小。 將上式等號兩邊微分，可得： d φ e (t) dt = d φ 1 (t) dt ? ?? ?? ??(??)?? ?? sin ?? ?? (t) (7-16),58,即 d φ e (t) dt = d φ 1 (t) dt ? d φ 2 (t) dt (7-17) 相位的隨時(shí)間變化率為頻率，相位差隨時(shí)間的變化率為頻率差。（7-17）式可寫成： ?ω e (t)= ?ω o (t)? ?ω y (t) 式中， ?ω e (t)= ω i (t)? ω y (t)為瞬時(shí)頻差； ?ω o (t)= ω i (t)? ω y0 (t)為固有頻差； ?ω y (t)= ω y (t)? ω y0 (t)為控制頻差。,59,在環(huán)路閉合以后, 任何時(shí)刻的瞬時(shí)頻差都等于固有頻差減去控制頻差。 經(jīng)過多次反饋控制調(diào)整后，環(huán)路進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)。 當(dāng)環(huán)路穩(wěn)定時(shí)，輸入鑒相器的兩個(gè)信號的相位差不再變化了，即 d φ e (t) dt =0 說明這時(shí)瞬時(shí)頻差Δωe（t）為0，固有頻差等于控制頻差，可得 ω y (t)= ω i (t) (7-18),60,VCO振蕩頻率ωy（t）等于輸入的參考信號頻率ωi（t），沒有剩余頻差。又因?yàn)?d φ e (t) dt =0 (7-19) φ e (t)為一常數(shù)，即存在一個(gè)固定的剩余相差。,61,7.4.2鎖相環(huán)路的兩種調(diào)節(jié)過程 1. 環(huán)路的跟蹤過程 在環(huán)路鎖定之后，若輸入?yún)⒖夹盘栴l率發(fā)生變化，鑒相器會(huì)產(chǎn)生新的誤差電壓，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波后控制VCO，使VCO輸出信號頻率改變，幾次循環(huán)后，最終等于變化后的參考信號頻率，進(jìn)入新的鎖定狀態(tài)，這是環(huán)路的跟蹤過程。 能夠?qū)崿F(xiàn)跟蹤的參考信號頻率變化范圍，稱為跟蹤帶或同步帶。超過該范圍，則不能實(shí)現(xiàn)跟蹤。,62,２. 環(huán)路的捕捉過程 當(dāng)環(huán)路未輸入?yún)⒖夹盘枙r(shí)，壓控振蕩器(VCO)振蕩頻率為固有振蕩頻率，環(huán)路處于未鎖定狀態(tài)。 若這時(shí)輸入?yún)⒖夹盘?，鑒相器產(chǎn)生誤差電壓，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波后控制VCO，使VCO輸出信號頻率改變，幾次循環(huán)后，最終等于輸入的參考信號頻率，進(jìn)入鎖定狀態(tài)，這就是環(huán)路的捕捉過程。,63,如果參考信號頻率與壓控振蕩器固有振蕩頻率差別太大，將無法捕捉到，環(huán)路會(huì)一直處于失鎖狀態(tài)。 能夠由失鎖進(jìn)入鎖定狀態(tài)所允許的參考信號頻率與壓控振蕩器固有振蕩頻率偏離范圍，稱為環(huán)路的捕捉帶。 一般來說，捕捉帶小于跟蹤帶。,64,7.4.3鎖相環(huán)路的應(yīng)用 鎖相環(huán)路的輸出信號頻率，可以精確地跟蹤輸入信號頻率的變化，在通信、 雷達(dá)、導(dǎo)航、電機(jī)控制等方面有著廣泛的應(yīng)用。 1. 鎖相倍頻、分頻和混頻 在基本鎖相環(huán)路的反饋通道中插入分頻器, 就組成了鎖相倍頻電路, 如圖7-14所示。 當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，鑒相器輸入信號角頻率與反饋信號角頻率相等，即ωi=ω’y。,65,圖7-14 鎖相倍頻電路的組成,66,ω’y是VCO輸出信號經(jīng)ｎ次分頻后的角頻率，所以VCO輸出角頻率ωy是輸入信號角頻率ωi的n倍，即ωy＝Nωi。 若輸入信號由高穩(wěn)定度的晶振產(chǎn)生，且分頻器的分頻比可變，則可以得到一系列穩(wěn)定的，間隔為ωi的頻率信號輸出。,67,顯然, 如將分頻器改為倍頻器，則可以組成鎖相分頻電路，即ωy＝ωi／ｎ。 在基本鎖相環(huán)路的反饋通道中插入混頻器和中頻放大器，還可以組成鎖相混頻電路，如圖7-15所示。 設(shè)混頻器輸入本振信號角頻率為ωL，當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，有ωi=|ωL-ωy|，即ωy=ωL±ωi，從而實(shí)現(xiàn)混頻作用。,68,圖7-15 鎖相混頻電路的組成,69,2. 鎖相調(diào)頻與鑒頻 圖7-16是鎖相直接調(diào)頻電路組成框圖。 這種電路可以使輸出調(diào)頻信號的中心頻率（載波）鎖定在晶振頻率上。 為了使環(huán)路濾波器輸出的控制電壓uc(t)只對VCO中心頻率不穩(wěn)定有所反映，環(huán)路濾波器的通頻帶應(yīng)該很窄，應(yīng)小于調(diào)制信號的最低頻率。 顯然，這是一種載波跟蹤環(huán)。,70,圖7-16 鎖相直接調(diào)頻電路的組成,71,圖7-17是鎖相鑒頻電路組成框圖。 當(dāng)輸入為調(diào)頻波uFM(t)時(shí)，VCO能精確地跟蹤輸入uFM(t)的瞬時(shí)頻率的變化。 既然VCO振蕩信號與輸入調(diào)頻波uFM(t)的瞬時(shí)頻率變化規(guī)律相同，則VCO的控制電壓uc(t)與原調(diào)制電壓的變化規(guī)律相同，或者說環(huán)路濾波器輸出的控制電壓uc(t)就是所需的原調(diào)制信號uΩ(t)。 環(huán)路濾波器的通頻帶要足夠?qū)?，使鑒相器輸出的誤差電壓能順利通過。這是一種調(diào)制跟蹤環(huán)。,72,圖7-17 鎖相鑒頻電路的組成,73,7.4.4鎖相環(huán)路頻率合成器 頻率合成器是利用一個(gè)（或多個(gè)）高穩(wěn)定度的基準(zhǔn)頻率，通過一定的變換與處理后，產(chǎn)生出一系列離散頻率的信號源，在一些通信設(shè)備中稱作高頻箱。,74,利用鎖相環(huán)路可以構(gòu)成性能良好的頻率合成器。這是目前廣泛采用的一種頻率合成技術(shù)。 用鎖相倍頻電路和前置可變分頻器可以組成頻率合成器，如圖7-18所示。 這樣組成的頻率合成器稱為單環(huán)頻率合成器，其輸出角頻率為 ω y = n m ω i ，（ｎ=１, ２, …, Ｎ；ｍ＝１, ２, …, Ｍ）,75,圖7-18 單環(huán)頻率合成器,76,最小角頻率間隔（步長）為ωi／M，輸出角頻率范圍為ωi／M～Nωi。 頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間的經(jīng)驗(yàn)公式為: t s = 25 f r (7-20) 式中ｆr為鑒相器輸入?yún)⒖碱l率，圖中為fi／m。 單環(huán)頻率合成器結(jié)構(gòu)簡單, 制作和調(diào)試容易, 但是性能指標(biāo)較差。,77,為了得到良好的頻率分辨力，要求頻率間隔必須很小，對于單環(huán)頻率合成器來說，則要求降低參考頻率ｆr。 通常單環(huán)頻率合成器的參考頻率ｆr不能小于１kHz, 這也就是它的最小頻率間隔。 還有，單環(huán)頻率合成器的輸出頻率數(shù)目也受限制。 比較有效的措施是采用多環(huán)方案。 現(xiàn)在已有各種集成鎖相環(huán)頻率合成器。,78,例7.2 圖7-19是一個(gè)雙環(huán)頻率合成器, 由兩個(gè)鎖相環(huán)和一個(gè)混頻濾波電路組成。 兩個(gè)參考頻率ｆr1＝1kHz,ｆr2＝100kHz。 可變分頻器的分頻比范圍分別為n1＝10000～11000，n2＝720～1000。 固定分頻器的分頻比n3＝10。 求輸出頻率ｆy的頻率調(diào)節(jié)范圍和步長（即頻率間隔）。,79,圖7-19 雙環(huán)頻率合成器,80,解：環(huán)路Ⅰ是鎖相倍頻電路，輸出頻率 f 01 = n 1 f r1 ｆ01經(jīng)過n3固定分頻后，輸出 f 02 = n 1 n 3 f r1 ｆ02經(jīng)過n2可變分頻后，輸出 f 03 = n 1 n 2 n 3 f r1 混頻器輸出端用帶通濾波器取出和頻信號，有 f 04 = f r2 + n 1 n 2 n 3 f r1,81,環(huán)路Ⅱ也是鎖相倍頻電路, 所以輸出頻率 f y = n 2 f 04 = n 2 f r2 + n 1 n 3 f r1 可見，輸出合成頻率ｆy由兩部分之和組成。 前一部分n2ｆr2調(diào)節(jié)范圍為72MHz～100MHz（720×100kHz～1000×100kHz），頻率間隔0.1MHz。 后一部分n1ｆr1／n3的調(diào)節(jié)范圍為1MHz～1.1MHz（1000×1kHz～1100×1kHz），頻率間隔100Hz。,82,兩部分綜合后，則ｆy的總調(diào)節(jié)范圍為73MHz～101.1MHz，步長為100Hz，總頻率數(shù)為281000個(gè)。 環(huán)路Ⅰ的輸入?yún)⒖碱l率為1kHz。 環(huán)路Ⅱ的輸入?yún)⒖碱l率（ｆ04）為101kHz～101.53kHz（100kHz+1kHz～100kHz+1.53kHz），（n1取10000、n3取1000、n2取10 ～ n1取11000、n3取720、n2取10計(jì)算得出）。 根據(jù)式（7-20）可求得最大轉(zhuǎn)換時(shí)間為25ms。,83,7.4.5集成鎖相環(huán)路 1 概述 由于鎖相環(huán)路的應(yīng)用日益廣泛, 迫切要求降低成本、 提高可靠性, 因而促使其向集成化、數(shù)字化、小型化和通用化方向發(fā)展。目前已生產(chǎn)出數(shù)百種型號的集成鎖相環(huán)路。 集成鎖相環(huán)路有兩大類, 一類是主要由模擬電路組成的模擬鎖相環(huán)，另一類是主要由數(shù)字電路組成的數(shù)字鎖相環(huán)。 每一類按其用途又可分成通用型和專用型。,84,通用型是適用于各種用途的鎖相環(huán)路，其內(nèi)部電路主要是鑒相器和壓控振蕩器, 環(huán)路濾波器一般需外接。 如果環(huán)路濾波器采用有源濾波器，則有源濾波器的放大器部分在集成電路內(nèi)部，RC等濾波元件部分外接。 專用型是專為某種功能設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)路，例如調(diào)頻收音機(jī)中的調(diào)頻立體聲解調(diào)環(huán)路，彩色電視機(jī)中的色同步信號提取環(huán)路等。,85,在選用集成鎖相環(huán)電路時(shí), 首先要注意工作頻率這個(gè)重要參數(shù), 其次是工作電流, 最大鎖定范圍和電源電壓等, 除了環(huán)路濾波器必須外接以外, 其余還需要外接哪些元件也應(yīng)注意。 表7.1給出了幾種常用通用型模擬集成鎖相環(huán)電路的主要性能指標(biāo)。 其中NE562是L562的國外型號,NE565是L565的國外型號，其余類推。,86,表7.1 常用鎖相環(huán)電路的性能指標(biāo),87,2. L562集成鎖相環(huán)電路 L562內(nèi)部電路框圖如圖7-20所示，由鑒相器、環(huán)路濾波器、VCO、放大器等電路組成。 L562只需外接兩個(gè)電容，一個(gè)為環(huán)路濾波器的濾波電容，另一個(gè)為VCO的定時(shí)電容。 鑒相器與VCO是斷開的，在3、4腳和2、15腳間插入分頻器或混頻器，可作頻率合成器或混頻器用。 L562最高工作頻率為30MHz，最大鎖定范圍為±15%fyo，電源電壓為16V～30V， 典型工作電流為12mA。,88,圖7-20 L562集成鎖相環(huán)路內(nèi)部電路框圖,89,圖7-21所示為采用L562組成的FM解調(diào)電路，F(xiàn)M信號從11、12腳輸入。 CT是VCO振蕩定時(shí)電容，選擇CT電容量使VCO振蕩頻率等于FM信號的載頻。 VCO振蕩信號由3腳輸出，經(jīng)電阻分壓后由Cc耦合到2腳，輸入鑒相器與FM信號比較。CD是去加重電容。13、14腳外接Cx、Rx與片內(nèi)的R1、R2組成環(huán)路低通濾波器。 解調(diào)后的低頻信號從第9腳輸出。,90,圖7-21 采用L562組成的FM解調(diào)電路,91,圖7-22是采用L562組成的單環(huán)頻率合成電路。 從L562的11腳輸入頻率為f1的參考信號，從4腳輸出的VCO振蕩輸出信號，經(jīng)T216分頻器N分頻后，由15腳重新輸入鎖相環(huán)內(nèi)的鑒相器。 環(huán)路鎖定后，VCO輸出信號頻率為Nf1，由3腳輸出。 這也是一個(gè)鎖相倍頻電路。,92,圖7-22 采用L562組成的單環(huán)頻率合成器電路,93,7.5 實(shí)訓(xùn) 7.5.1紅外發(fā)射和接收電路裝配與調(diào)試 圖7-23（a）為發(fā)射電路，圖中U1為LM741運(yùn)算放大器，U2為時(shí)基電路LM555或7555。 傳聲器MIC接收到語言聲音產(chǎn)生音頻信號，經(jīng)U1放大后由6腳輸出從U2的5腳輸入，對U2產(chǎn)生的脈沖振蕩信號進(jìn)行頻率調(diào)制。 U2產(chǎn)生的脈沖振蕩信號頻率由R6和C2確定，通常調(diào)到40KHz。3腳輸出調(diào)頻信號，接到紅外發(fā)光二極管LED1，使紅外光線強(qiáng)度隨調(diào)頻信號變化。,94,圖7-23（ a）脈沖頻率調(diào)制紅外發(fā)射電路,95,圖（b）為接收電路，圖中紅外光電晶體管RS276-145接收LED1發(fā)出的已調(diào)紅外光信號，將其轉(zhuǎn)換為電信號的調(diào)頻信號送入U(xiǎn)1LM741放大。 經(jīng)U1放大后的調(diào)頻信號送入U(xiǎn)2的2腳進(jìn)行鑒頻。 U2為鎖相環(huán)集成電路LM565，外圍元件R4和C2、C3將壓控振蕩器VCO振蕩頻率調(diào)到40KHz處，對輸入的40kHz載頻的調(diào)頻信號進(jìn)行鎖相鑒頻。 鑒頻輸出音頻信號送到U3放大，U3為LM386運(yùn)算放大器，由5腳輸出推動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)出聲音。,96,圖7-23（b） 脈沖頻率調(diào)制紅外接收電路,97,7.5.2 無線電遙控玩具車裝配與調(diào)試 無線電遙控玩具車電路如圖7-24所示，圖中TX-2／RX-2為臺(tái)灣瑞昱公司生產(chǎn)的專用于遙控車模的CMOS大規(guī)模集成電路。 TX-2為14腳雙列直插式（DIP14）封裝，RX-2為16腳雙列直插式（DIP16）封裝，工作電壓都為3～5V，典型值4V，工作電流分別為2mA和3mA。 TX-2／RX-2具有５種控制功能，即前進(jìn)、后退、加速、左轉(zhuǎn)和右轉(zhuǎn)等，具有較高的抗干擾性能。,98,99,圖（a）為發(fā)射電路，電源電壓為9V。 圖中VT2為晶體振蕩器，產(chǎn)生射頻載波信號，振蕩頻率由所接晶體的標(biāo)稱頻率確定，為27MHz。 晶體振蕩器輸出的射頻載波加到VT1的基極。圖中5個(gè)按鍵開關(guān)控制5種運(yùn)行動(dòng)作。當(dāng)某個(gè)開關(guān)合上后，TX-2內(nèi)電路產(chǎn)生相應(yīng)編碼信號，由8腳輸出加到晶體管VT1的基極，對射頻載波進(jìn)行調(diào)幅。 輸出編碼調(diào)幅信號送天線發(fā)射。,100,圖7-24 （a） 無線電遙控玩具車發(fā)射電路,101,圖（b）為接收電路，電源電壓為4.5＋4.5V。天線從空中接收到電磁波信號，經(jīng)電感L3取出信號加到VT1的發(fā)射極。 VT1與L2、C2、C3等構(gòu)成超再生接收電路。 檢波輸出的編碼信號經(jīng)R4、C7送入RX-2的14腳，由內(nèi)部反相放大器1進(jìn)行放大，放大后的信號由15腳輸出，再從16腳輸入內(nèi)部反相放大器2進(jìn)行放大，放大后的信號由1腳輸出經(jīng)R8送入3腳進(jìn)行譯碼。 譯碼后，從6、7、10、11、12腳分別輸出控制右轉(zhuǎn)、左轉(zhuǎn)、后退、前進(jìn)、加速等功能高電平信號。,102,圖7-24 （b） 無線電遙控玩具車接收電路,103,列出元器件表，備齊元器件，裝配調(diào)試電路。 圖中電感L用φ0.6漆包線在5mm直徑筆芯上繞幾圈，脫胎而成?？招膯螌泳€圈圈數(shù)N和電感量L的關(guān)系如下式所示： L= ?? 0 ?? 2 ??? 10 ?4 μH 線圈長度l為 l=N ??+t 式中，D為空心線圈內(nèi)徑， d為漆包線直徑， t為圈間間隔，單位均為mm； L0為修正系數(shù)，其值與D和l有關(guān)，如表8-1所示：,104,表8-1 修正系數(shù)L0與線圈尺寸關(guān)系表,105,